samedi 18 juillet 2015

Balise 144 MHZ - FM - 300mW

Balise 144 MHZ - FM - 300mW

Pour les chasses au renard entre copains le week-end...

Le schéma:

 






Un oscillateur à quartz 48 MHZ suivi d'un tripleur et d'un PA de 300mW (500 en réalité mais limité à 300 par la résistance de 5,6 dans l'émetteur du 2N4427).

L'oscillateur est modulé en fréquence par un générateur de note assez particulier construit autour d'un NE555. Une LED clignotante est reliée à la patte 5 (commande VCO) du NE555, la note générée par le NE555 est modulée d'une façon assez étrange par les commutations de cette LED.

L1 sera accordée sur 48MHZ.
L2 et L3 seront accordées sur 144MHZ, la sortie du filtre passe bande du tripleur est à basse impédance pour attaquer un transistor polarisé en classe C qui délivrera 300mW. Le filtre de sortie supprime les harmoniques et adapte l'impédance à une charge de 50 Ohms. L'harmonique 2 est à -47dB, l'harmonique 3 est à -50dB.

 Le PCB:



dimensions : 132mm x 40mm, époxy simple face avec plan de masse intégré.

Quelques photos du prototype

:




L'alimentation est confiée à une batterie LIPO 3S - 2200mA/H, la consommation du montage est d'environ 110mA sous 12V... les participants seront fatigués avant le renard...HI !

Une petite vidéo de la balise en fonctionnement

video


73 et au plaisir de parler technique sur la QRG.

F1IEY

mardi 21 avril 2015

Quelques vidéos de mes équipements home-made..

TRX CW 20m home made
TRX CW 7.000 à 7.050 MHZ home made
TRX 40m SSB home made
TRX 20m DSB - 5 Watts - home made

Un générateur 1750 HZ

Si comme moi vous avez construit votre émetteur VHF FM ou si vous travaillez avec un modèle du commerce qui ne possède pas de générateur 1750 Hz, voici un petit montage intéressant qui
utilise un CD4060, un simple résonateur 455KHZ et quelques composants périphériques très courants.

1750_SH.JPG
Le CD4060 est composé d'une suite de diviseurs par 2, il possède un oscillateur interne qu'on peut faire osciller avec un réseau R.C, un quartz ou un résonateur.

Sur la patte 14 on obtient du 455 KHZ divisé par 256 = 1777 HZ (on y est presque).
Pour les perfectionnistes, en ajustant les condensateurs de 470pF on peut se caler exactement à 1750 HZ. Celui qui équipe mon TRX spécial relais est à 1756 HZ avec 2 condos céramiques de 470pP.

En appuyant sur le bouton "tone" on active le générateur et on met le PTT de l'émetteur à la masse. La diode sert à éviter d'activer le 1750 lorsqu'on appuie sur le PTT.

Schéma d'implantation des composants

1750_IMPL.JPG

Le PCB (vu du côté des composants)

1750pcb.jpg

73s - Jean-Luc - F1IEY

Un VXO qui couvre de 7.000 à 7.036 MHZ

VXO 7MHZ
Conçu au départ pour tester des chaines d'émissions pour des émetteurs 40m, ce petit VXO pourrait intéresser des oms qui construisent des transceivers QRP.
En remplacement d'un simple oscillateur à quartz il vous permettra de couvrir environ 35 KHZ en gardant la stabilité d'un oscillateur à quartz !

Le schéma
VXO_7MHZ_35KHz.jpg

Le PCB et le plan d'implantation des composants
Scan.jpg

Quelques explications:

Je suis parti d'un oscillateur Colpitts piloté par un quartz de 7.030 MHZ. Avec un CV de 60 pF en série avec le quartz on peut décaler légèrement la fréquence.
En ajoutant des quartz de même valeur en parallèle on augmente sensiblement la plage couverte. En ajoutant une inductance et un CV en série avec le groupement de quartz on obtient le fameux effet connu sous le nom de "super VXO". La couverture augmente considérablement !

Les boîtiers des quartz sont reliés à la masse.

1 quartz = un simple VXO variation ~3KHz
2 quartz = un super VXO variation ~15 / 20KHz
3 quartz = on gagne un peu d’excursion ~35 KHz mais il faut pas trop exagérer au risque de perdre la stabilité.
Ensuite on ne gagne plus rien, l'oscillateur devient même instable.

Le CV ne devra pas dépasser 30 pF pour couvrir 35 KHZ, au dessus l'oscillateur génère des oscillations parasites. C'est la capacité résiduelle du CV qui fixera la fréquence haute.
La valeur de l'inductance est critique, c'est pour cela qu'il y a 2 selfs de 22µH en série. La réaction mutuelle, en jouant sur leur écartement, permet d'ajuster la valeur exacte pour rester dans une plage de fonctionnement stable.
Le deuxième transistor forme un étage séparateur, il est suivi d'un filtre passe bas qui élimine les harmoniques. Le niveau de sortie s'ajuste en optimisant la résistance d'émetteur de T2, avec 150 Ohms on obtient 25 mW, et avec 100 Ohms environ 40mW !

Quelques photos du prototype.
SAM_1288.JPG

SAM_1289.JPG
Le boîtier est réalisé en chutes de circuit imprimé.
Le CV vient d'une vielle radio FM, il est démultiplié.

73 s
Jean-Luc - F1IEY

Un émetteur / récepteur CW pour la bande des 40 mètres

Le cahier des charges:
-Eviter les composants exotiques et les solutions "toutes faites" genre DDS, circuits intégrés spécifiques...
-Montage QRP (quoique... avec un PA de 8 Watts). On peut le brider facilement à 5 Watts.
-Configuration non figée, on peut piloter avec autre chose qu'un VFO.
-Fonctionnement en full break-in, pour pouvoir écouter entre les signaux qu'on manipule.
-Le VFO est équipé d'un décalage automatique entre les fréquences TX et RX.
-Le récepteur est à conversion directe et utilise un mélangeur à diodes, un filtre BF à AOP, et un ampli audio de qualité.


Quelques photos du prototype...

SAM_1100.JPG

SAM_1103.JPG

SAM_1074.JPG

Le synoptique


SYNOPTIQUE.JPG







Description technique

1) - Le filtre passe bande

Calcul du filtre avec le logiciel - ELSIE –

Elsie.JPG

Le filtre n’est pas calculé pour une impédance de 50 Ohms, les selfs et les capas auraient alors des valeurs irréalistes.
La solution est de le calculer pour une impédance plus élevée (800 Ohms par exemple) et de faire l’adaptation à 50 Ohms par un artifice (prise sur le bobinage).

Vérification et affinage avec le logiciel - RF SIM-

rfsim.JPG

Calcul des prises sur les bobinages.

Au point chaud on a 800 Ohms, on veut créer une prise à 50 Ohms.
Le rapport des spires égal à : Racine carrée de 50/800 = 0.25
Les bobinages du filtre comportent 17 spires, la prise se fera à
17 x 0.25 = 4.2 spires (en partant du côté froid).
On arrondi à 4 spires.

Schéma final du filtre de bande
filtre de bande.JPG

Il faut pouvoir ajuster le filtre pour caler avec précision la fréquence centrale et la bande passante. Pour cela les condensateurs seront des modèles ajustables. Les 60pF en // sur 330pF règlent la fréquence de résonance des pôles, les 30pF règlent la bande passante.

Réalisation des selfs sur tores
1- Choix du tore
Il existe 2 types de tore, les tores Ferrites et les poudres de fer.
Poudre de fer = utilisés dans les circuits résonants (filtre, oscillateur..etc)
Exemple T 50-2.
Ferrite= transfo large bande, self de choc, CEM…etc
Exemple FT 50-43.

Comment calculer le nombre de spires
Il existe un outil magique Sourire

Le calculateur Mini Ring Core de DL5SWB

amidon.JPG

Réalisation d’un bobinage

- Nous allons utiliser un tore poudre de fer pour notre filtre. Le matériau 2 (couleur rouge) est bien adapté à notre utilisation car il fonctionne de 1 à 30 MHZ.
On est sur des signaux très faibles, un T37 suffit largement et ne prendra pas trop de place sur le circuit imprimé. Attention à ne pas faire travailler un tore en saturation sinon il chauffe et peu perdre ses caractéristiques de façon irréversible (Si on exagère il éclate).
-On coupe la longueur de fil prévue par le calculateur + 20 % pour laisser de la longueur de connexion. Le Ø ne joue pas sur la valeur de l’inductance, seulement sur les pertes, l’outil de DL5SWB donne le Ø maxi du fil qu’on pourra utiliser.
- Un fil qui traverse le tore = une spire
-On bobine en plaquant au mieux possible le fil contre le tore pour limiter les pertes magnétiques et on réparti les spires de façon homogène sur le tore.
NOTA : on verra les enroulements bifilaires (2 fils en main) lors de l’étude de l’émetteur.

tore.JPG

Réglage à l’analyseur de spectre (HP8591A)
spectre_FPBande.JPG
On voit bien la partie plane qui correspond à la bande passante du filtre.

spectre_FPBande2.JPG
L’atténuation à 550 KHZ de la fréquence centrale vaut 30db. Les signaux situés dans cette plage et qui arriveront à l’entrée du RX seront atténués par un facteur 1000 (en puissance).


2) - Le Mélangeur (la pièce maitresse du récepteur)

Localisation sur le circuit imprimé
SBL-1.jpg

C’est un mélangeur à diodes.

Ce qu’il faut respecter pour un fonctionnement correct :
1- Niveau de l’oscillateur local (LO) = 7dBm (5mW)
2- Les 3 ports (RF / LO / IF) doivent être chargés par une impédance de 50 Ohms pour conserver les caractéristiques annoncés par le constructeur.

Solution :

Pour le port d’entrée (RF) : une prise à 50 Ohms sur le bobinage du filtre de bande.
Pour le port oscillateur local (LO) : un splitter résistif constitué de 3 résistances de 16,67 Ohms (valeur standard 18 Ohms) partage la tension de sortie du VFO en 2 sorties sous 50 Ohms.
SOLUTION 50.JPG

Les formules pour le calculer sont :

R = Z.N – 2Z / N
Vout = Vin / N-1
R et Z en Ohms, N = nombre de port

Pour le port de sortie (IF) : c’est un peu plus compliqué, il faut que la charge reliée à cette sortie présente 50 Ohms pour le spectre BF utile mais aussi pour les différents produits RF qu’on retrouve en sortie du mélangeur ! Une méthode traditionnelle consiste à utiliser un diplexeur suivi d’un transistor monté en base commune.

Schéma du diplexeur
diplexeur.JPG

La branche verticale charge la sortie du mélangeur à 50 Ohms pour les Fréquences RF, la branche horizontale est un L .C série qui aiguille la BF vers un transistor en base commune (faible impédance d’entrée).
L’atténuateur 10 dB (commutable)
att.JPG
On peut le calculer simplement avec RFSIM, les valeurs exactes pour un atténuateur en PI sont 96 – 71 – 96 Ohms, les valeurs normalisées les plus proches 100 – 68 – 100 conviennent.

Pourquoi un atténuateur ?
Rappel de quelques notions de base :
Le point de compression à 1dB caractérise la limite du fonctionnement linéaire d’un mélangeur avec une seule fréquence à l’entrée.
compression.JPG
Si on a plusieurs fréquences assez proches à l’entrée (par exemple, F1 et F2), tant que le mélangeur travail dans sa partie linéaire tout va bien mais à partir du point de compression il va générer des produits d’intermodulation d’ordre 3 (2F1-F2 et 2F2-F1) qui tombent dans la bande et qu’on ne pourra pas éliminer par la suite. L’amplitude des produits d’intermodulation d’ordre 3 croît 3 fois plus vite que F1 et F2, il suffit donc d’atténuer les signaux d’entrée pour se replacer dans la partie linéaire et faire disparaitre l’intermodulation.
intermod.JPG


Les graphiques ci-dessus viennent d'ici :
http://florentportelatine.perso.sfr.fr/electronique/hf/mesures.html (Excellent article pour ceux qui veulent approfondir le sujet)

Sur la bandes des 40m on reçoit de nombreuses stations avec des signaux puissants et proches en fréquence les unes des autres, c’est certainement la bande la plus risquée au niveau de l’intermodulation, d’où le choix d’un mélangeur à diodes.


3) - La pré-amplification et le filtrage des signaux BF

Localisation des étages sur le circuit imprimé
ETAGE BF.jpg


Capture_étages BF.JPG


Explications :

Pour actionner un haut parleur et pouvoir écouter confortablement une station qui arrive avec quelques µV à l’entrée de notre récepteur il va falloir un gain important.

Dans les premiers étages on a tout fait pour limiter les signaux QRO hors bande (filtre passe bande) et on a préservé la dynamique du mélangeur (pas de préampli et adaptation de Z sur les 3 ports).

En revanche on a atténué les signaux d’environ 7,5 dB :

Perte d’insertion du filtre = 1,5 dB, perte de conversion du mélangeur = 6dB

Après le diplexeur on va trouver un premier étage composé d’un transistor PN2222. Il est monté en base commune pour avoir une faible impédance d’entrée, le gain est assez important et compense ce qu’on a perdu jusqu’à présent. Le 2ème PN2222 sert de découplage.

Ensuite, on amplifie avec deux AOP. Le circuit intégré LM384 en contient quatre. 1/4 est à gain réglable (ne pas trop pousser le gain) et 2/4 a un gain fixe de 6,8 fois. Les ampli-op 3/4 et 4/4 sont utilisés en filtre passe-bas avec une fréquence de coupure de 1000 HZ.
Si on veut utiliser le RX pour écouter la phonie il suffit de remplacer les résistances de 33K par des 15K. On trouve pas mal d'explication et de schéma sur les filtres BF dans le ARRL ANDBOOK et Il existe des applications sur internet pour calculer des filtres à ampli-op, j’ai utilisé celle-là.

AOP_FILTRE.JPG



AMPLIFICATION DE PUISSANCE

L’amplificateur est un TDA2003, il est un peu plus compliqué que le traditionnel LM386 utilisé dans la plupart des montages QRP mais moins bruyant et plus fidèle. Le schéma vient directement du datasheet du constructeur.

TDA2003.JPG

MUTE

Le récepteur étant alimenté en permanence, un circuit de mute est prévu pour couper la BF pendant les phases d’émission. Le passage en émission génère une tension (+13V8 KEY) qui va commander un transistor mosfet de commutation (2N7000), le curseur du potentiomètre de volume étant mis à la masse le récepteur est muet.
+13_8 key.JPG
En même temps, le (+13V8 KEY) alimente l’oscillateur (sinusoïdal) side tone. Il est calculé pour 800HZ mais peut être facilement recalculé pour une autre fréquence.
Voici la formule :

F = 1/15,4.R.C

Le 800HZ est injecté dans l’entrée de l’ampli audio via un potentiomètre de 22K qui permet de régler le volume du side tone.

mute_side tone.JPG


4) - La chaine d'amplification RF

Localisation des étages sur le circuit imprimé
chaine ampli TX4.jpg

La chaîne d’amplification se compose de 3 étages à transistor. Les deux premiers sont commandés par le manipulateur, le dernier est alimenté en permanence mais cela ne pose pas de problème car il n’y a pas de courant de repos (polarisation en classe C).

1er étage
Le transistor est un 2N2222 monté en émetteur commun et polarisé avec un léger courant de repos. Il est piloté par les quelques mW venant du VFO (via le splitter résistif) et fourni sur son collecteur les quelques dizaines de mW nécessaire pour exciter un driver en classe « C ».

2ème étage – Le driver
Le transistor est un 2N2219 monté en émetteur commun et polarisé en classe « C » (base à la masse via une self). Il fourni environ 400mW de sortie. On pourrait tirer un peu plus de puissance en diminuant sa résistance d’émetteur mais on met le transistor en danger pour pas grand-chose de plus car avec 400mW d’attaque l’étage suivant apportera une puissance supérieure à celle fixée dans le cahier des charges du projet (QRP 5W). N’oubliez pas de placer un petit radiateur sur le transistor.
3ème étage – Le P.A
Le transistor est un MosFet IRF530. Il est polarisé en classe « C » mais contrairement aux transistors bipolaires de type NPN il ne suffit pas de mettre la gate à la masse via une self. Pour placer ce type de transistor au « cut off » il faut envoyer une tension positive d’environ 2,4 Volts sur sa gate. Le réglage en « classe C » se fait de la façon suivante :
1- On insère un milliampèremètre en série avec le drain du transistor. Le curseur de la résistance ajustable de 22K doit être positionné du côté masse, l’IRF530 est bloqué.
2- On tourne très lentement l’ajustable jusqu’au moment où le milliampèremètre commence à dévier de quelques mA, puis on revient en arrière pour placer le réglage légèrement en dessous du point d’entrée en conduction (environ 2,4V sur la gate). Attention, au-delà d’un certain point le courant de repos augmente très fortement et peut provoquer la destruction du transistor par emballement thermique.
Les adaptations des impédances
L’impédance de gate de l’IRF530 est élevée, elle est abaissée artificiellement par une résistance de faible valeur (56 Ohms).
L’impédance de collecteur du driver est d’environ 200 Ohms (U²/2PW), il faudra donc intercaler un transformateur de rapport 1/4 entre le collecteur du 2N2219 et la gate de l’IRF530.
L’impédance de drain de l’IRF530 est faible (U²/2PW), environ 12 Ohms, il faudra donc l’élever dans un rapport 4 pour avoir les 50 Ohms normalisés en sortie.
Les deux transformateurs sont identiques et réalisés sur des tores ferrites de type FT 50-43, le matériau 43 convient pour réaliser des transformateurs large bande entre 1 et 50 Mhz.
Le premier (TR1) est monté dans le sens abaisseur d’impédance et le second (TR2) en élévateur.

Capture_PA.JPG

Réalisation des transformateurs (sur tore ferrite T50-43).
- Préparer 2 longueurs de 20cm de fil de cuivre émaillé de 5 dixièmes de mm et les torsader légèrement ensembles (environ une torsade par centimètre). L’idéal est d’avoir 2 fils de couleurs différentes, sinon pensez à bien les repérer.
SAM_1160.JPG
- Enrouler 8 spires autour du tore T50-43.

Capture.JPG

- Décaper le vernis et souder B avec A’ pour obtenir un point commun.
Capture1.JPG

transfo.JPG
photo d'un transfo en cours de réalisation


Le filtre passe-bas
En sortie de TR2 on retrouve notre signal amplifié mais aussi ses harmoniques (pour rappel : la classe « C » à un excellent rendement mais n’est pas linéaire). Il n’est bien entendu pas question de raccorder une antenne directement ici, il faudra d’abord débarrasser le signal de toutes fréquences indésirables. C’est le rôle du filtre passe-bas.
Schéma
PASSE-BAS.JPG
La puissance en sortie sur 7 MHZ est de 8 Watts environ.
CaptureH2.JPG
L’harmonique 2 est atténuée de 47 dB

CaptureH3.JPG
L’harmonique 3 est atténuée de 58 dB


5) - Les commutations
LE MODULATEUR CW
Localisation de l’étage sur le circuit imprimé
modulateur cw.jpg

Cet étage se compose d’un transistor PNP (2N2905) utilisé en commutation. Au repos (lorsque le manipulateur est ouvert) la base du transistor est reliée au + 13,8V par la résistance de 4K7, il est donc bloqué. Lorsqu’on ferme le manipulateur, la base se trouve reliée à la masse via la résistance de 1K2, le transistor est saturé et on retrouve sur son collecteur la fameuse tension +13,8V KEY qui va commander les deux premiers étages de la chaine d’émission, le mute du récepteur, le side tone et le RIT du VFO.

LA COMMUTATION D’ANTENNE
Le TRX est prévu pour fonctionner en "Full break-in" ce qui permet d’écouter le trafic entre les traits et points qu’on envoie.
Il faut que la commutation soit très rapide ce qui exclu l’usage d’un relais mécanique. La commutation se compose de 2 diodes, une self et un condensateur.

Schéma.
COMMUT_TX_RX.JPG
En réception : la self de 10 µH en série avec le condensateur de 47pF forme un circuit RLC série, la fréquence de résonance est de 7 MHZ et l’impédance à cette fréquence est très faible. L’entrée du récepteur reçoit donc les signaux venant de l’antenne. Les diodes 1N4148 n’interviennent pas pour l’instant car elles un seuil de 0,7V.
En émission : la puissance de sortie de l’émetteur provoque l’entrée en conduction des diodes, le circuit RLC n’est plus en résonance, la tension à l’entrée du récepteur est écrêtée à 0,7V. Aucun danger pour le récepteur.
Le condensateur de 47pF se retrouve à la masse et donc en parallèle avec celui placé en sortie du filtre passe-bas de l’émetteur, il faut en tenir compte dans le calcul du filtre.

Schéma de principe du TRX
TRX_40m CW_Schema.jpg
L'implantation des composants
TRX_40m_ CW_Implantation.jpg

Le PCB (vue du côté composants)
RX_40m_pcb.jpg
Schéma de principe du VFO
TRX_40m_VFO_Schema.jpg
Implantation des composants du VFO
IMPLANTATION_VFO.jpg
Le PCB (vue du côté composants)

PCB_VFO.jpg

Le VFO a été réalisé sur un PCB séparé pour 2 raisons:
-Ca permet de piloter le TRX avec autre chose, DDS, synthétiseur de fréquence, VXO...
-Ca permet de le blinder et de le découpler efficacement. Les régulateurs de 9 et 5v qui l'alimente sont sur le PCB du TRX pour éviter d'apporter de la chaleur dans le boîtier du VFO.
Photo du VFO
SAM_1315.JPG
-Il sera monté dans un boîtier blindé
-Les technologies de condensateurs devront être respectées, STY = styroflex, ceux notés NPO on un petit chapeau noir.
-La bobine sera réalisée sur un tore T50-6 (c'est impératif). Cela bouscule les théories du passé mais ça marche à merveille ! les anciens disaient "pas de noyau dans une bobine de VFO"...... oui mais dans le temps on n'avait pas de noyau en poudre de fer avec des caractéristiques précises, alors il valait mieux faire une bobine sur un mandrin en stéatite. Aujourd'hui on a des tores avec des coef. de température nul, et grâce à leur perméabilité on met moins de spires. Essayez, vous serez surpris !

Conclusion:
26 contacts à travers l'Europe dans les 15 premiers jours. Ca reste un émetteur QRP, avec 8 Watts on a pas une réponse à tous les coups mais le plaisir de trafiquer avec une fabrication personnelle est incomparable . La tenue au signaux fort est bonne. L'écoute est très agréable malgré l'absence de CAG.
La construction n'est pas à la portée d'un om non expérimenté mais avec l'aide d'un om chevronné ça reste simple.

73s - Jean-Luc -F1IEY